Типовые структуры систем управлении с широтно-импульсной модуляцией в преобразователях нсременного/постоянного тока.

Согласно определению МЭК 551-16-30, широтно-импульсной модуляцией называется импульсное управление, при котором ширина или частота импульсов, или и та и другая модулируются в пределах периода основной частоты для того, чтобы создать определенную форму кривой выходного напряжения. В большинстве случаев ШИМ осуществляется в целях обеспечения синусоидальности напряжения или тока, т.е. снижения уровня высших гармоник относительно основной (первой) гармоники и называется синусоидальной. Обычно на практике различают следующие основные методы обеспечения синусоидальности: синусоидальная ШИМ и ее модификации; избирательное (селективное) подавление высших гармоник; «гистерезисная» или «дельта» модуляция; модуляция пространственного вектора.

Классическим вариантом организации синусоидальной ШИМ является изменение ширины импульсов, формирующих выходное напряжение (ток) посредством сравнения сигнала напряжения заданной формы, называемого опорным или эталонным, с сигналом напряжения треугольной формы, имеющим более высокую частоту и называемым несущим сигналом. На рис. 12.20 представлены диаграммы опорных и несущих сигналов трехфазного инвертора напряжения. Опорный сигнал является модулирующим и определяющим требуемую форму выходного напряжения (тока). В рассматриваемом случае этот сигнал имеет синусоидальную форму и частоту основной (первой) гармоники формируемого напряжения или тока. Существует много модификаций этого метода, в которых модулирующие сигналы представлены специальными функциями, отличными от синусоиды, но при этом цели по снижению уровня определенных гармоник успешно достигаются.

Метод избирательного подавления высших гармоник успешно реализуется средствами микропроцессорных контроллеров на основе соответствующего программного обеспечения.

Третий метод основан на принципах релейного слежения за опорным сигналом, например, синусоидальной формы. В простейшем техническом исполнении этот метод сочетает принципы ШИМ и ЧИМ (частотноимпульсной модуляции). Однако посредством специальных схемогехни-

Синусоидальная ШИМ в трехфазном инверторе

Рис. 12.20. Синусоидальная ШИМ в трехфазном инверторе:

а — напряжение модулирующих сигналов; б — фазное напряжение ма0; в — фазное напряжение иьо; г — линейное напряжение иаЬ

ческих мер возможно стабилизировать частоту модуляции или ограничить диапазон ее изменения.

Последний метод является сравнительно новым, связанным с развитием микропроцессорной техники и считается весьма, перспективным для управления трехфазным инвертором, в частности, при использовании их в области электропривода. В то же время он во многом сходен с традиционной синусоидальной ШИМ.

Системы управления на основе ШИМ позволяют не только обеспечить синусоидальную форму усредненных значений основной гармоники напряжения или тока, но и управлять значениями ее амплитуды, частоты и фазы. Так как в этих случаях в преобразователе используются полностью управляемые ключи, то становится возможным реализовать работу преобразователей переменного/постоянного тока совместно с сетью переменного тока во всех четырех квадрантах, как в режимах выпрямления, так и инвертирования с любым заданным значением коэффициента мощности основной гармоники сояф, в диапазоне от -1 до 1. Более того, с ростом несущей частоты расширяются возможности воспроизведения на выходе инверторов тока и напряжения заданной формы. Это позволяет создавать активные фильтры для подавления высших гармоник.

В самом общем виде способы реализации управления с ШИМ в преобразователях переменного тока можно разделить на две группы: с прямым управлением напряжением без обратной связи по току; с обратной связью по току.

В группах способы реализации управления различаются по используемому методу ШИМ и используемой элементной базе.

Способы первой группы в основном применяются для инверторов напряжения, входящих в состав агрегатов бесперебойного питания. В таких случаях используются как традиционные методы ШИМ, так и новые, например метод пространственного вектора.

На рис. 12.21 приведена обобщенная структурная схема управления и организации синусоидальной ШИМ трехфазного инвертора напряжения с нагрузкой Н. Согласно приведенной структурной схеме, формирование импульсов управления ключами преобразователя происходит в моменты, определяемые сравнением опорных фазных напряжений и*,й* и и* с

сигналами треугольной формы несущей частоты, вырабатываемыми генератором несущей частоты ГНЧ. При этом учитывается задаваемый индекс модуляции Ма, который может определяться системой регулирования, не показанной на рисунке. Формирование импульсов управления ключами осуществляется оконечными каскадами управления, входящими в блок формирования импульсов управления в моменты срабатывания компараторов К1КЗ, зависящие от уровня сигналов рассогласования ?. В рассматриваемом случае управления преобразователем со свойствами источника напряжения осуществляется ключами 57, бЭ и 55, которые включаются

Обобщенная структурная схема управления и организации синусоидальной ШИМ

Рис. 12.21. Обобщенная структурная схема управления и организации синусоидальной ШИМ:

ЗГ — задающий генератор: О К!—ОКб — оконечный каскад управления ключом при выключенных ключах 54, 56 и 52 наоборот, благодаря логическим элементам НЕ в каналах управления последних. Штриховой линией показаны возможные связи для улучшения характеристик преобразователя, например, добавления к опорным сигналам напряжения 3-й гармоники для расширения линейной части диапазона модуляции напряжения. Кроме того, для «размывания» частотного спектра на генератор несущей частоты ГНИ могут подаваться сигналы от генератора случайных чисел ГСЧ, которые с учетом функции плотности распределения вероятностей, определяют период треугольной функции несущей частоты. Для коррекции изменений или контроля пульсаций входного напряжения на стороне постоянного тока может быть предусмотрен канал с датчиком напряжения ДН. Рассмотренная структура позволяет реализовать модуляцию как непосредственно на основе сравнения аналоговых, так и цифровых сигналов, формируемых микропроцессорным контроллером. Применение цифровых методов позволяет повысить устойчивость системы управления к типовым возмущениям, обусловленным различного рода погрешностями.

На рис. 12.22 приведена упрощенная структурная схема ШИМ пространственного вектора. В данном случае управление осуществляется относительно одного пространственного вектора, выполняющего роль опорного и определяемого с частотой модуляции расчетным путем микропроцессорными средствами. Опорный вектор и* с учетом индекса модуляции задается в качестве эталонного значения выходного напряжения инвертора. В частности, его значение может поступать из канала автоматического регулирования выходных параметров преобразователя. Тактовая частота, соответствующая частоте модуляции выходного напряжения преобразователя, определяется задающим генератором ЗГ. Эта же частота определяет число коммутаций ключей преобразователя за период основной частоты выходного напряжения преобразователя. На интервале каж-

Упрощенная структурная схема управления с ШИМ пространственного вектора дого такта T

Рис. 12.22. Упрощенная структурная схема управления с ШИМ пространственного вектора дого такта Ts (или полутакта 7^/2) расчетное устройство РУ производит расчет координат вектора и* для одного сектора. Затем производится

выбор сектора устройством ВС, соответствующего состоянию вектора II*

в данный момент времени, и производится соответствующий пересчет его координат в осях ос, |3. По результатам перерасчета в блоке формирования импульсов управления ФИУ формируются сигналы на коммутацию соответствующих ключей преобразователя.

Современные способы реализации управления с ШИМ без обратной связи по току позволяют обеспечить широкий диапазон модуляции напряжения, включая режимы сверхмодуляции, ограничить коммутационные потери и уровень высших гармоник. Кроме того они хорошо согласуются с постоянно возрастающими возможностями микропроцессорной техники.

С другой стороны, системы с обратной связью по току имеют более высокое быстродействие при возмущениях со стороны нагрузки, позволяя улучшить динамические характеристики преобразователей. Использование обратной связи по току повышает точность управления при изменении мгновенных значений тока и обеспечивает эффективную защиту преобразователя от перегрузок по току. На рис. 12.23 представлена упрощенная структурная схема управления преобразователя перемен- ного/постоянного тока со свойствами инвертора напряжения с обратной связью по току нагрузки. Существуют разнообразные способы реализации ШИМ на основе отрицательной связи по току нагрузки. Среди них можно выделить способы непосредственного слежения реального тока

за эталонным его значением /?* в пределах полосы, ширина б, которой

Упрошенная структурная схема управления преобразователем перемен- ного/постоянного тока с отрицательной обратной связью по току нагрузки определяет частоту коммутации ключей

Рис. 12.23. Упрошенная структурная схема управления преобразователем перемен- ного/постоянного тока с отрицательной обратной связью по току нагрузки определяет частоту коммутации ключей. Такие системы «гистерезисного» типа широко распространены благодаря простоте практической реализации. Известным недостатком этих систем является изменение частоты коммутации в процессе слежения за нелинейным, например, синусоидальным сигналом. Существуют способы, ограничивающие диапазон изменения частоты, но их эффективность не велика, а возможности ограничиваются разностью частот модулируемого сигнала и несущей частоты, отношение которых должно различаться более чем на порядок. Последнее становится особенно существенным при модуляции в активных фильтрах для устранения гармоник высокого порядка. Следует также отметить, что дискретная реализация «гистерезисного» принципа в цифровых системах управления требует в отличие от аналоговых систем существенного повышения рабочей частоты микроконтроллера и быстродействия АЦП для обеспечения заданной шириной полосы 8 точности управления. В таких случаях целесообразным становится применение «прогнозных» методов модуляции, учитывающих скорость изменения контролируемых параметров.

Развитие активных фильтров и компенсаторов реактивной мощности вызвало необходимость создания систем с ШИМ, позволяющих управлять отдельными гармониками или спектрами гармоник несинусоидальных тока и напряжения. Эта необходимость вытекает из принципа действия различных компенсаторов неактивной мощности, включая активные фильтры. Рассмотрим более подробно типовые структуры и звенья систем управления с ШИМ для решения этих задач на примере систем управления преобразователями переменного/постоянного тока со свойствами источника напряжения. При этом для обобщения их характерных свойств допустим, что они могут выполнять функции следующих видов регуляторов неактивной мощности:

активных фильтров;

гибридных фильтров;

компенсаторов реактивной мощности основной гармоники (СТАТКОМов).

Во всех этих случаях силовой преобразователь содержит на стороне постоянного тока конденсатор для обмена неактивной мощностью между преобразователем и сетью переменного тока. Обобщенная структурная однолинейная схема такого преобразователя приведена на рис. 12.24, где ключи силовой части преобразователя Пр управляются от блока формирователя импульсов управления ФИУ. Алгоритмы управления реализуются в блоке микропроцессорной системы управления МПСУ, на вход которой поступают сигналы с датчиков токов нагрузки и преобразователя /?, линейного напряжения сети мс и напряжения на конденсаторе и(/. Поскольку для управления отдельными гармониками или частью спектра несинусоидальных сигналов необходима информация о них, в состав МПСУ должны входить фильтры. Анализ различных методов фильтрации сигналов для этих целей показал, что наиболее эффективными являются 450

Обобщенная структурная схема регулятора неактивной мощности

Рис. 12.24. Обобщенная структурная схема регулятора неактивной мощности

цифровые фильтры сигналов, преобразованных из координат трехфазной сбалансированной системы в систему двухфазных ортогональных координат. Преобразованная трехфазная/двухфазная система координат должна быть синхронизирована с частотой и фазой напряжения сети. Для этого в систему входит блок синхронизации, основой которого является система фазовой автоподстройки частоты (ФАПЧ). По принципу действия ФАПЧ является следящей системой автоматического регулирования, обеспечивающей высокую точность подстройки частоты в установившемся режиме.

Упрощенные структурные схемы МПСУ и их отдельные блоки представлены на рис. 12.25—12.29. В схеме МПСУ для компенсатора реактивной мощности основной гармоники (рис. 12.25) выделены три основных блока, на вход которых поступают внешние сигналы от датчиков, контролирующих параметры, и задания величин реактивной мощности:

Структурная схема микропроцессорной системы управления для работы преобразователя в режиме компенсатора реактивной мощности

Рис. 12.25. Структурная схема микропроцессорной системы управления для работы преобразователя в режиме компенсатора реактивной мощности

  • 1. Блок синхронизации (синхр), обеспечивающий генерацию опорных единичных синусоидальных сигналов, синхронизированных по частоте и фазе с напряжением сети.
  • 2. Блок синхронного преобразования координат аЬс/(Зд, на вход которого поступают сигналы от датчиков тока трех фаз преобразователя, контролируемых в реакторах выходных фильтров. Этот блок вычисляет значения токов в координатах <3д с использованием единичного сигнала блока синхронизации.
  • 3. Блок расчета задания БРЗ получает сигналы с датчика напряжения на конденсаторе преобразователя. Сигнал задания величины и характера реактивной мощности поступает либо от внешней системы управления компенсатором, либо определяется самим БРЗ. Сигнал, определяющий значение напряжения на конденсаторе, используется для компенсации потерь активной мощности в компенсаторе, обеспечивая поддержание заданного уровня напряжения на конденсаторе.

Разница между реальными и заданными токами в системе координат с!д поступает на блоки ПИ с пропорционально-интегральными передаточными функциями для частотной коррекции сигналов рассогласования, а затем на вход блока обратного преобразования координат Бд/аЬс. Выходные сигналы с этого блока сравниваются с сигналами генератора пилообразного напряжения /77//, вырабатывающего треугольные сигналы с тактовой частотой коммутации ключей преобразователя. Компаратор Ком. формирует импульс управления в фазах, соответствующих разности сигналов ГПН и блока Вд/аЬс, которые затем поступают на оконечные каскады формирователей импульсов управления ФИУ. Диаграммы сигналов, иллюстрирующие работу преобразователя в режиме компенсации реактивной мощности, основной гармоники приведены на рис. 12.26. Схема МПСУ для преобразователя, работающего в режиме активного фильтра, приведена на рис. 12.27. Эта схема рассчитана на реализацию «гистерезисного» принципа слежения за токами преобразователя. Схема включает в себя два основных блока, определяющих ток задания /* в следящей системе.

  • 1. Блок расчета тока компенсации потери РТКП, на вход которого поступает сигнал от датчика напряжения Ь'с1 на конденсаторе преобразователя. Этот блок рассчитывает значение активного тока, необходимых для компенсации потерь мощности в преобразователе и, следовательно, поддержания напряжения на конденсаторе на заданном уровне.
  • 2. Блок выделения высших гармоник ВВГ выделяет на основе цифровых фильтров требуемую часть спектра высших гармоник /и тока нагрузки // . Сумма токов /я и ?к определяет ток задания /*. Ток задания /* и выходной ток преобразователя /Лф поступают на компаратор Ком, обеспечивая формирование импульсов управления для коммутации ключей преобразователя. Блок ВВГ может иметь различное схемотехническое 452
Компенсация реактивной составляющей тока нагрузки

Рис. 12.26. Компенсация реактивной составляющей тока нагрузки:

а — пунктирная линия — ток нагрузки, сплошная — ток сети (напряжение сети имеет нулевую фазу); б — пунктирная линия — с/ составляющая тока нагрузки (активная), сплошная — ц составляющая тока нагрузки (реактивная); в — пунктирная линия — с! составляющая тока преобразователя, сплошная — г — пунктирная линия — с! составляющая тока сети, сплошная — ц составляющая тока сети

Блок микропроцессорной системы управления для работы преобразователя в режиме активного фильтра исполнение

Рис. 12.27. Блок микропроцессорной системы управления для работы преобразователя в режиме активного фильтра исполнение. На рис. 12.28 приведен пример схемы ВВГ на основе выделения высших гармоник из фаз А, В с последующим определением их содержания в фазе С. В этом варианте высшие гармоники токов нагрузки фаз А и В выделяются цифровыми полосовыми фильтрами ПФ. Ток фазы С вычисляется по найденным значениям токов двух других фаз.

На рис. 12.29 представлена структурная схема ВВГ на основе фильтрации составляющих тока нагрузки в синхронных координатах dq. Первые гармоники тока в синхронных координатах являются постоянными во времени значениями. Поэтому их можно выделять в виде среднего значения, используя фильтры переменной составляющей. В результате обратного преобразования координат dqlabc будут получены высшие гармоники токов нагрузки.

Структурная схема выделения высших гармоник

Рис. 12.28. Структурная схема выделения высших гармоник

Структурная схема ВВГ на основе фиксации тока нагрузки в синхронных координатах

Рис. 12.29. Структурная схема ВВГ на основе фиксации тока нагрузки в синхронных координатах

 
Посмотреть оригинал
< Пред   СОДЕРЖАНИЕ ОРИГИНАЛ   След >